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Unser Audio-Wattmeter geht einen anderen, wenn auch etwas komplizierteren und kostspieligeren Weg. Es mißt mit hoher Genauigkeit die effektive Leistung (True-RMS) und die Spitzenleistung unabhängig von der Kurvenform im gesamten Audio-Bereich von 20 Hz bis 20 kHz.
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In einem Wattmeter (auch in einem Audio-Wattmeter) muß auf die eine oder andere Art gemäß der Leistungsformel "P = U • I" die Spannung mit dem Strom multipliziert werden. In einigen analogen Meßgeräten geschieht dies unter anderem durch eine spezielle Konstruktion des Anzeigeinstruments.

Auf elektronische Art zwei Größen analog zu muliplizieren ist eine recht lästige Angelegenheit, wenn man nicht ein paar Rechenkniffe anwendet. Dabei machen wir es uns zunutze, daß ein Aussteuerungs-Anzeigeinstrument üblicherweise eine logarithmische Skala besitzt.
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Auch das menschliche Ohr nimmt Lautstärke logarithmisch wahr. Da man davon ausgehen kann, daß die abgegebene Leistung proportional zur Lautstärke ist, ist es auch logisch, für die Leistung eine logarithmische Skala zu gebrauchen.

Der Meßbereich umfaßt sechs Dekaden bis zur Schmerzgrenze von 120dB. Das bedeutet, daß die Schaltung nicht nur große Signale mit einer Leistung von mehreren hundert Watt verarbeitet, sondern auch bei kleinen Aussteuerungen von einigen Mikrowatt noch exakte Ergebnisse erzielt.
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Zurück zur logarithmischen Skalierung. Der Zeiger-Ausschlag für die Leistungsanzeige "log P" läßt sich umformen zu "log (U • I)" und weiter zu "log U + log I".

Dies zu berechnen, ist selbst auf diskretem Wege nicht schwieriger als die Multiplikation. Und wenn man, wie in Blockschaltbild 2 zu sehen, ICs einsetzt, die einen Großteil der Berechnung übernehmen, reicht ein simples Summierglied aus, um das dB-skalierte Anzeigeinstrument anzusteuern.
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Werfen wir aber zunächst einen Blick auf die Funktionsweise dieses interessanten ICs (SSM2110).
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Das Eingangssignal trifft zunächst auf den invertierenden Eingang eines Opamps, an dessen anderen Eingang eine 1,3V Referenzspannung als Offset angeschlossen ist.
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Der nutzbare Dynamikbereich des Eingangsbereichs beträgt 100dB (30nA ... 3mA Eingangsstrom, Spitze-Spitze-Wert), ein geeignetes RC-Netzwerk am Eingang schafft einen zusätzlichen "Headroom" von 20dB und blockt außerdem Gleichspannungen ab.

In der Gegenkopplung des Opamps befindet sich ein Absolutwertgleichrichter, der den Eingangswechselstrom I,N in den Gleichstrom |I,N| umwandelt. Der SSM2110 besitzt in Pin 1 einen Ausgang, der einen entsprechenden Strom liefert (beziehungsweise "zieht"). Mit einer +15V- Versorgung überstreicht der Ausgang den Bereich -6V ... +15V, wenn man ihn mit einem Widerstand (4kQ für 3mA Eingangsstrom) nach Masse abschließt. Es ist leicht möglich, durch einen zusätzlichen Mittelwert-Kondensator parallel zu diesem Widerstand eine gemittelte absolute Spannung zu erhalten.

Auf gleiche Weise wird der andere lineare Ausgang RMS (Pin 5) beschaltet, abgesehen natürlich vom Mittelwert-Kondensator. Bessere Ergebnisse lassen sich allerdings mit Strom/Spannungs-Konvertern erzielen. In unserer Schaltung verwenden wir diese Ausgänge nicht und legen sie deshalb auf Masse. Viel wichtiger für unsere Zwecke sind die Spannungsausgänge LOG Absval und LOG RMS, die die Logarithmen des Absolut- und des Effektivwertes bilden. Dies geschieht wahrscheinlich (im Datenblatt sind keine Angaben darüber zu finden) durch eine logarithmische Kennlinie der Transistoren Q2 und Q10.
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Zwischen den beiden Ausgängen liegt der RMS-Computing-loop mit einem Versorgungsspannungsanschluß (Pin 16), einem Prebias-Eingang (Pin 18) sowie einer Anschlußmöglichkeit für den RMS-Kondensator an Pin 13.

Dieser Kondensator bestimmt zusammen mit einem internen 10,8 kOhm Widerstand die Zeitkonstante, mit der das Eingangssignal gemittelt wird. Je größer der Kondensator ist, desto niedriger ist auch die Welligkeit des Ausgangssignals, allerdings fällt die Sprungantwort dann auch immer bescheidener aus. Der Leckstrom von C RMS muß außerordentlich gering sein; ein Elko beispielsweise ist hier nicht angebracht.

Der Prebias-Eingang kann verwendet werden, um die Arbeitsgeschwindigkeit der RMS-Schleife bei niedrigen Signalpegeln zu beschleunigen. Ohne Prebias steigt die Zeitkonstante unterhalb eines effektiven Eingangsstroms von 10uA um den Faktor 10 pro -20dB Eingangsstrom. Da es sich bei Q12/Q13 um eine Stromsenke handelt, reicht ein hochohmiger Widerstand zur negativen Versorgungsspannung zu diesem Zweck aus. Mit R PrEBias=22 MOhm steigt die Zeitkonstante maximal auf das 32-fache.
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Beide Ausgänge LOG ABSVAL und LOG RMS werden alternativ zur Basis (Pin 7) des LOG Recovery Transistors Q11 geführt. Dieser Transistor hat die Aufgabe, den Pegel des gewählten Ausgangssignals so zu verschieben, daß die Emitterspannung symmetrisch zur internen negativen Referenzspannung schwingt und außerdem für eine niedrige Ausgangsimpedanz des Signals zu sorgen, um den LOG recovery amplifier fehlerfrei anzusteuern.

Eine wichtige Rolle spielen dabei die beiden Referenzwiderstände RREF1 und RREF2 von der Basis und dem Emitter (Pin 8) zur negativen Versorgungsspannung. Der Emitter des Transistors wird an einen Eingang (Pin 11) des Ausgangsverstärkers angeschlossen, der den Emitterstrom von Q11 in die endgültige Ausgangsspannung umwandelt. Der andere Eingang wird üblicherweise mit der internen Referenzspannung gekoppelt.

Ein dritter externer Widerstand, R SCALE von Pin 12 zur negativen Versorgungsspannung, und der Gegenkopplungswiderstand R RMS eines externen invertierenden Verstärkers (in unserer Schaltung gleichzeitig der Summierverstärker), der am IC-Ausgang (Pin 9) angeschlossen ist, bestimmen das Übertragungsverhalten des gesamten RMS-nach-DC-Konverters:

Nach diesem kleinen Exkurs ins Innere des SSM2110 kehren wir zurück zum Audio-Wattmeter.
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Den Einfluß unseres Watt-Meters auf die Verbindung zwischen Verstärker und Lautsprecher haben wir bisher noch nicht ausreichend betrachtet.

Dabei geht es vor allem um die Strommessung. Es ist wichtig, daß die (gesamte Verbindungs-) Leitung zwischen Endstufe (also auch innerhalb der Endstufe) und Box so niederohmig wie möglich gehalten wird.

Die Sekundärwicklung des Ringtrafos ist mit einem Widerstand von 150 Ohm (R1 und P1) abgeschlossen. Diesen Widerstand findet man anteilmäßig auch auf der Primärseite, sprich in der Lautsprecherleitung.
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Geht man aber von einem Wicklungsverhältnis von 1:150 aus (in Wirklichkeit stellt das Lautsprecherkabel nicht einmal eine halbe Wicklung dar), beläuft sich der zusätzliche Widerstand der Lautsprecherleitung auf (1/150)2-150, also nicht einmal 7mOhm. Dies ist bedeutend weniger als der Widerstand einer ordentlich ausgeführten Lötverbindung.

Und wem das noch zu viel erscheint, der erhöht die Windungszahl und/oder verkleinert die Abmessungen der Spule. Wie das geht, werden wir später sehen. Um die Rückwirkung der parasitären Kapazitäten zwischen Trafo und Umgebung so gering wie möglich zu halten, sollte die Strommessung immer am Masseanschluß des Lautsprechers durchgeführt werden.
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Damit sind wir beim Schaltbild 4 angelangt. R1 und P1 stellen nicht nur den Abschlußwiderstand der Sekundärwicklung dar (sonst hätten wir den Wert noch kleiner wählen können), sondern sind zusammen mit der Wicklung Teil des etwas ungewöhnlichen Integrators mit IC1.

Er invertiert nicht und in der Gegenkopplung sitzt statt eines Kondensators die Spule L2. Der Grund dafür ist leicht einzusehen:

Bei einer unteren Grenzfrequenz von 20Hz beträgt der Verstärkungsfaktor des Opamps etwa 2.500. Ein Kondensator (mit akzeptablen Abmessungen) anstelle von L2 würde eine Impedanz von 1k und mehr zwischen invertierenden Eingang und Masse verursachen.

Aus diesem Grund und wegen der großen Verstärkung würde das Ausgangsrauschen des Opamps beträchtlich ansteigen. Eine gute Spule hat nur eine niedrige Impedanz (bei niedrigen Frequenzen) und produziert deshalb im relevanten unteren Frequenzbereich so gut wie kein Rauschen.

Kombiniert mit einem extrem rauscharmen Operationsverstärker erhält man auf diese Art ein fast rauschfreies Signal. Bei einem invertierenden Integrator lägen die beiden Spulen L1 und L2 in Reihe, so daß die Induktivität von (und nicht nur der Spannungsabfall über) L1 Auswirkungen auf das Verhalten des Integrators hätte.
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Beim nichtinvertierenden Integrator ist dies (beinahe) nicht der Fall. Beinahe nicht, denn immerhin besitzt ein nichtinvertierender Integrator eine endliche Verstärkung am unteren Ende des Frequenzbereichs und eine Verstärkung von 1 am oberen Ende (und nicht 0, wie es ein idealer Integrator erfordern würde).

Bei der gewählten Dimensionierung fällt die integrierende Wirkung ab etwa 20 kHz und verschwindet bei etwa 50 kHz. Dies kompensieren wir durch den Tiefpaß erster Ordnung R1/P1/L1, dessen Grenzfrequenz (durch P1) auf ebenfalls 50 kHz eingestellt ist. Über der Grenzfrequenz verhält sich ein Tiefpaß wie ein Integrator, und dies machen wir uns zunutze, indem wir die abnehmende integrierende Wirkung des Opamps mit der zunehmenden Wirkung des Tiefpasses kompensieren. Und so hat L1 doch noch ein wenig Einfluß auf die Funktion des Integrators im oberen Frequenzbereich.
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Daneben gibt es noch einige Bauteile bei IC1, die mit der Integration nichts zu tun haben. C3 sorgt für eine Frequenzkompensation des Opamps, so daß er auch bei einer Verstärkung von 1 stabil arbeitet. Ebenfalls der Stabilität kommt das kleine Netzwerk C2/R2 zugute, das die Verstärkung weitab des Audio-Frequenzbereichs (ab knapp 200 kHz) wieder auf 2 anhebt. C1 schließt zusätzlich hochfrequente Störungen, die durch den Stromfühler aufgefangen werden, nach Masse kurz. Mit P2 ist die Ausgangs-Offsetspannung zu kompensieren.
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Am Ausgang des Integrators ist der bereits ausführlich besprochene "SSM2110" angeschlossen. P3 und P4 sind für den Feinabgleich der Log-Konverter gedacht, in den meisten Fällen aber wohl nicht notwendig. JP1 und JP3, die während der Entwicklung für Experimentierzwecke benötigt wurden, entfallen; stattdessen lötet man Drahtbrücken in Position Y ein. Mit JP2 und JP4 dagegen entscheidet man, ob der Logarithmus des Effektiv-(R) oder Absolutwertes (A) an den Ausgängen erscheint.

Die internen Puffer-Verstärker besitzen übrigens Strom-Ausgänge, so daß beide Pins direkt am invertierenden Eingang des Opamps IC4 sumiert werden können. P5 ist in der Lage, einen Offsetstrom hinzuzufügen, um das untere Ende des Meßbereichs auf genau 0V einzustellen.
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Die Ausgangsspannung des Summenverstärkers gelangt zum Spitzenspannungsdetektor IC5a mit abschließendem Puffer IC5b. IC5a ist so gegengekoppelt, daß der Opamp 1x verstärkt und die Schwellspannung der Diode (D3 bei positiven und D4 bei negativen Halbwellen) hinzufügt.

P7 sorgt für einen festen Offsetstrom durch D3. Dadurch leitet D3 gerade so weit, daß auch D5 in den leitenden Zustand kommt und über R19/C8 15V abfallen, am Knotenpunkt D5/R19/C8 also genau 0V liegen, "wenn die minimal vom Watt ...was fehlt hier ?.... dem Puffer IC5b."

IC5a ist so gegengekoppelt, daß der Opamp 1 x verstärkt und die Schwellspannung der Diode (D3 bei positiven und D4 bei negativen meter darstellbare Leistung am Eingang der Schaltung zu finden ist.

Auf diese Art wird der Spannungsabfall über D5 kompensiert, so daß der als Spannungsfolger geschaltete Opamp IC5b genau die Spitzenspannung des Eingangssignals wiedergibt.

Da C8 sehr schnell geladen wird - lediglich der Innenwiderstand von IC5a und D5 begrenzen den Ladestrom -, aber sich nur sehr langsam über R19 entlädt (RC-Zeit 6,8s), bleibt die Spannung am Pufferausgang lange genug erhalten, damit das Drehspulinstrument sich auf einen korrekten Ausschlag einstellen und man den angezeigten Wert in aller Ruhe ablesen kann.

JP5 überbrückt in der gezeigten Stellung die gesamte Spitzenwertabteilung. Das Summensignal wird direkt dem Drehspulinstrument mit den beiden Schutzdioden und den Vor- beziehungsweise Kalibrierwiderständen zugeführt.
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Das Platinenlayout (Bild 5) für das Audio-Wattmeter zeigt eine auffällig sternförmige Führung der Masse- und Versorgungsspannungsleiterbahnen. Dies ist wegen der sehr kleinen Signale beziehungsweise der großen Dynamik des Meßgerätes unbedingt notwendig. Zunächst montiert man die Drahtbrücken (inklusive JP1 und JP2), dann ist L2 an der Reihe.

Verwenden Sie nur den in der Stückliste angegebenen Ringkern. Andere, auch Äquivalent-Typen sind angesichts des Frequenzbereichs von 20 Hz bis 20 kHz nicht geeignet. Auch der Drahtdurchmesser und die Windungszahl darf nicht verändert werden, da dem ohmschen Widerstand des Drahtes eine wichtige Rolle beim Integrieren zukommt. Alle anderen Bauteile können ohne weitere Umschweife wie gewohnt festgelötet werden. Die Betriebsspannung muß in Hinblick auf die Empfindlichkeit der Anzeige gut stabilisiert sein.

Nach dem Aufbau der Platine kümmern wir uns um den Stromtrafo, genauer gesagt, um dessen Sekundärwicklung L1. Dazu können wir kein fix und fertiges Rezept liefern, wohl aber die entsprechende Formel, die einen Zusammenhang zwischen ü und T beschreiben und dabei alle anderen (geometrische und elektrische) Parameter berücksichtigt (Formelbox).

Von den genannten Größen sind einige bekannt, nämlich die magnetische Feldkonstante uo und die Permeabilität von Luft (~1), der Bereich der Spannunq ü von +12V (wenn der Integrator an die Versorgungsspannungsgrenze stößt) sowie die Frequenz f=20 kHz, bei der die Spannung nicht höher als -3,5V (Spitzenwert) sein darf, da der Integrator bei dieser Frequenz um den Faktor 3,5 verstärkt.

Füllt man dies in die unterste Formel ein, erhält man :

Formel

Der Strom ist übrigens auch auf die "Bekannten"-Seite gerutscht, da er schließlich auch mehr oder weniger festliegt. T als maximaler Strom in Ampere ist der Spitzenstrom, den ein Verstärker maximal liefern kann.

Haben Sie diesen Strom eingetragen, bleiben nur noch geometrische Größen übrig, die im wesentlichen von einem geeigneten Spulenträger abhängen. Unseren Muster-"Stromtrafo" (Bild 6) haben wir auf eine leere Lötzinn-Rolle gewickelt.

Als Richtwert soll gelten, daß bei einem möglichst kleinen r1 (um die Abmessungen so gering wie möglich zu halten) der Außendurchmesser um den Faktor 1,5 ... 3 größer sein soll. Durch das logarithmische Verhältnis dieser beiden Radien in der Formel sind extreme Werte hier nicht sehr sinnvoll. Bei Verwendung einer Rolle wie in Bild 6 liegt auch schon die Länge I fest (in Metern !), so daß nur noch die Wicklungszahl ausgerechnet werden muß.

Ein Beispiel: Die Abmessungen der Lötzinnrolle sind I=0,05m, r1=7mm und r2=25mm. Für einen Spitzenstrom von 28A sind 78 Windungen ausreichend. Der Drahtdurchmesser ist nicht so wichtig, Sie können wie bei L2 beruhigt 0,3mm-CuL benutzen. Zu dünn sollte der Draht wegen des ohmschen Widerstands in Hinblick auf das Verhältnis zu R1 + P1 nicht sein.
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Da wir dieses Gerät aus 1993 nicht mehr nachbauen können und auch nicht wollen, übergehen wir hier die folgenden Seiten.

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geparkt :
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Bild 1. Um den Strom berührungslos ermitteln zu können, verwenden wir einen Luftringtrafo.
Bild 2. Durch die induktive Messung mit einem Stromtrafo ist der Einfluß des Watt-Meters auf den Widerstand der Lautsprecherleitung noch geringer als bei einer Messung mit einem Shunt.
Bild 3. Der interne Aufbau des SSM2110.
Bild 4. Die Log-Konverter sind integriert, die Schaltung deswegen gut überschaubar.
Bild 5. Wegen der hohen Eingangsempfindlichkeit müssen die Versorgungsspannungsleitungen sternförmig von drei Punkten aus verlegt werden.
Bild 6. Die Luftringspule unseres Prototypen wurde auf eine leere Lötzinnrolle gewickelt.
Bild 7. Das Drehspulinstrument wird natürlich mit einer eigenen Wattmeter-Skala ausgestattet.
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