Wie funktioniert die Endstufe der V5000 / A5000 Verstärker. Herr G.AUER und K. H. ROSSDEUTSCH haben es 1980 publiziert.
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Im Verstärker V 5000 kommt erstmals eine Endstufe mit 2 x 100 W Sinusausgangsleistung zum Einsatz, die auch in leicht abgewandelter Form bei dem auf der Funkausstellung 1979 vorgestellten Endverstärkers A5000 Anwendung findet. Bei Leistungen dieser Größenordnung muß natürlich besonders auf die Sicherheit bezüglich der Funktion und der Stabilität der Endstufe geachtet werden. Zusätzlich wurde noch zur Aufgabe gestellt, daß die Endstufe im gesamten Hörbereich, also von 20 Hz bis 20 kHz, einen Klirrfaktor von maximal 0,05% sowie keine meßbaren TIM-Verzerrungen*) aufweisen sollte. *) Anmerkung: TIM siehe Erklärung am Ende dieses Beitrages

In nachstehender Funktionsbeschreibung soll auf die Lösung dieser Einzelprobleme näher eingegangen werden.

Wichtige Punkte für die mechanische Konzeption waren: geringer Platzbedarf, Servicefreundlichkeit,

und bezüglich des Kühlkörpers:
relativ kleine Größe, niedriger thermischer Widerstand Rth, gute Wärmeverteilung, d. h. geringe Temperaturdifferenz zwischen Auflagefläche der Transistoren und den Endpunkten der Kühlrippen, gute Zugänglichkeit der Leistungstransistoren (Bild 1).

Aus Bild 2 ist der Aufbau des Moduls ersichtlich. Den aufgeführten Forderungen wird dieses Konzept voll gerecht. Die Netzteile, das Leistungsteil und der Kühlkörper werden von einer waagrechten Platte (NF-Modul-Platte) getragen.

Zur Versteifung dieser Einheit wurde ein Metallwinkel am Kühlkörper verschraubt und mit der Kontur der NF-Modul-Platte verlötet. Hierdurch entstand eine kompakte, gegen Verwindung geschützte Einheit.

Eine senkrechte Platte (NF-Modul-Steckplatte) wird in die Grundplatte gesteckt. Sie teilt räumlich das Endstufennetzteil vom Leistungsteil. Auf ihr befinden sich die NF-Vorverstärker sowie die Kurzschlußautomatik und HF-Schutzschaltung für den linken und rechten Kanal. Die Einstellwiderstände für den Ruhestrom befinden sich ebenfalls auf ihr. Die NF-Modul-Steckplatte wird mittels eines am Kühlkörper befestigten Haltewinkels festgehalten.

Der Anschluß der Leistungswicklungen erfolgt über eine 10polige Klemmenleiste. Die Lautsprecherausgänge sind mittels4poliger Steckverbindungen herausgeführt.

(R- und C-Nummern entsprechen dem Schaltbild ab Seite 50)

2.1 Wichtige Punkte für die Konzeption:

Preisgünstiger Aufbau bei hochwertigen elektrischen Eigenschaften

Fremdspannung besser als 75 dB für 50 mW

Klirrfaktor 0,05% von 40Hz bis 20000Hz bei 2 x 100W an 4Ohm.

Schutz der Endtransistoren vor unzulässigen R-, L- und C-Belastungen an den Lautsprecherausgängen, Schutz der Endtransistoren vor hohen Frequenzen (> 100 kHz), sehr gute HF-Einstrahlfestigkeit (Vermeiden von Demodulation von Hochfrequenzeinstrahlung auf angeschlossenen Leitungen).

Das Leistungsnetzteil ist unstabilisiert und symmetrisch für beide Kanäle ab Sekundärwicklung getrennt ausgeführt. Als Transformator kommt ein Schnittbandkern mit integriertem Thermoschalter (110°C ±5°C) zur Anwendung.

Um gute Übersprechdämpfungen und gute Klirrfaktorwerte selbst bei tiefsten Frequenzen zu erreichen, ist es vorteilhaft, die Stromversorgung für die beiden Endstufenkanäle eines Hochleistungsverstärkers getrennt auszuführen. Bei einem gemeinsamen Netzteil tritt sonst am Netzteil-Linearwiderstand eine Verkopplung beider Kanäle auf.

Im allgemeinen wird dieser Widerstand durch einen oder mehrere Ladeelkos bestimmt. Da der wirksame Blindwiderstand einer Kapazität zu tiefen Frequenzen hin zunimmt, kommt es zu einer schlechteren Übersprechdämpfung bei tiefen Frequenzen. Ebenso verschlechtern sich die Klirrfaktorwerte bei tiefen Frequenzen durch die Verkopplung beider Kanäle über einen gemeinsamen Ladeelko.

Diese Nachteile lassen sich beseitigen, wenn man für beide Kanäle getrennte Ladeelkos und damit auch getrennte Gleichrichter anwendet.

Auf der Wechselstromseite (vor der Gleichrichtung und den Ladeelkos) ist eine Auftrennung nicht mehr sinnvoll, da der Wechselstromkreis (Trafo- Gleichrichter-Elko) und der Gleichstromkreis (Elko-Endstufe-Lautsprecher) als vollkommen getrennte Stromkreise zu betrachten sind. Deshalb tritt eine Beeinträchtigung der Verstärkerdaten durch die Verwendung nur „eines" Wechselstromnetzteiles nicht auf.

Den Leistungsverstärker kann man idealisiert als Operationsverstärker mit hoher Ausgangsleistung betrachten (Bild 3). Der Verstärker ist über R23 gleichspannungsmäßig voll auf den invertierenden Eingang gegengekoppelt.

Da beide Eingänge gleichspannungsmäßig an Masse liegen, ist die Ausgangsspannung 0V.

In der Praxis stellt sich im Mittel eine von 0V verschiedene Gleichspannung am Ausgang ein. Diese Abweichung wird durch die unterschiedlichen Eingangsruheströme Ip und In des „OPs" verursacht. Diese wiederum hängen in starkem Maße von den Streuungen der beiden Eingangstransistoren ab (Unterschiede in der Stromverstärkung sowie der U
BE-Strecken). Durch geeignete Dimensionierung von R14, bei Transistoren mit identischer und mittlerer Stromverstärkung, wird eine Toleranzzone von ±150mV (typ ±50mV) über das gesamte Fertigungslos erreicht. (Verstärkungsfaktor etwa 34dB)

Eine Bootstrap-Wirkung (hoher Eingangswiderstand) wird durch R14 erzielt. Er wird nicht auf Masse bezogen, sondern an die Gegenkopplung R15 angeschlossen.

Der Leistungsverstärker ist als komplementär-symmetrischer Verstärker aufgebaut. Zur Anwendung kommen epitaxial Basis-Leistungstransistoren des Typs BD745C / BD746C mit einem maximalen Strom von Ic = 20A (Pv = 115W bei Tc = 25°C).

Sie verfügen über einen großen nutzbaren, sicheren Arbeitsbereich (SOAR, Bild 4), der besonders bei ungünstigen Lastverhältnissen (R-, L-, C-Last) wichtig ist. Es sind jeweils zwei Leistungstransistoren (T1004/T1006 und T1005/T1007) zur Erhöhung des Ausgangsstromes und besseren Verlustleistungsaufteilung parallel geschaltet.

Diese Transistoren werden zusammen mit den komplementären Treiber-Transistoren (T1002/T1003) in einer Klasse-AB-Anordnung betrieben, bei der sich ohne Signal ein nur relativ geringer Stromverbrauch ergibt.

AB-Bereich deshalb, weil im unteren Bereich der Aussteuerung die Transistoren im A-Bereich betrieben werden. Weitere Kennzeichen der Schaltung sind die galvanisch gekoppelten Vorverstärker- und Vortreiberstufen sowie eine Schutzschaltung, die sicherstellt, daß die zulässige Verlustleistung nicht überschritten wird.

Als Vorverstärker kommt hier ein Differenzverstärker zur Anwendung. Er ist mit pnp-Transistoren (T3/T5) aufgebaut, die sehr geringe Fremdspannungswerte ermöglichen. Die Brückenschaltung wird über eine mit T4 aufgebaute Konstantstromquelle gespeist. Dies ergibt eine hohe Gleichtaktunterdrückung. Die Gegenkopplung wird über den Widerstand R23 zugeführt. Der Widerstand R15 stellt in Verbindung mit C14 eine wechselstrommäßige Gegenkopplung her.

Der Differenzverstärker ist galvanisch mit der A-Vortreiberstufe gekoppelt. Deren Transistor T6 ist mit dem als Emitterfolger geschalteten Transistor T7 über R26 verbunden.

In dessen Emitterzweig wird mittels T1001 eine stabilisierte Vorspannung für die Treiber- und Endstufen-Transistoren erzeugt, die dem gewünschten AB-Arbeitspunkt entspricht. T1001 ist in gutem Wärmekontakt mit den Endtransistoren am Kühlkörper montiert. Hierdurch wird der Ruhestrom weitgehend gegen Temperaturschwankungen stabilisiert. Durch geeignete Dimensionierung von R36 wird bei Netzspannungsänderungen der Ruhestrom nahezu konstant gehalten. Ein weiterer Schutz gegen Ruhestromvergrößerung durch Temperaturanstieg wird durch Stromgegenkopplung der Treiber- und Endtransistoren erreicht.

Dazu sind jeweils Emitterwiderstände (R1005, R1006, R1014, R1015, R1018, R1019) in die Emitterleitungen der Transistoren eingeführt.

Hierbei mußte ein Kompromiß zwischen Ruhestromstabilisierung und erhältlicher Ausgangsleistung geschlossen werden. Ein Wert von RE = 0,22 Q sollte hierbei genügen. Dies ergibt einen zusätzlichen Aussteuerungsverlust bei P = 100W an

4 Ohm von Veff = 1/2 x P/Rl x RE = 0,55V.

Um eine besonders hohe Ausgangs-Aussteuerbarkeit für Wechselspannung bei kleinstem Klirrfaktor und TIM-Verzerrungen (Transient Intermodulation Distortion) zu erzielen, sind C16 und C21 als Wechselspannungs-Bootstrap geschaltet (Bilder 5,6).

Zur Unterdrückung parasitärer Schwingungen sind C19 und C29 eingefügt. Sie sind aus VDE-Gründen in Serie geschaltet.

Zur Frequenzgangkompensation tragen C12 und C15 sowie C1004 und R1021 bei. C1001 und C1003 bewirken bei hohen Frequenzen eine Phasenkompensation durch Gegenkopplung. Dadurch erhält man hohe Schwingsicherheit für alle vorkommenden Belastungsbedingungen. Aus den Bildern 7,8,9 ist das Rechteckübertragungsverhalten der Endstufe ersichtlich.

Der Ruhestrom wird mit R31 eingestellt und kann zwischen den im Schaltbild gekennzeichneten Punkten X und Y als Spannungswert (U = 22mV ±10%) gemessen werden. Als günstiger Wert bezüglich Übernahmeverzerrungen erwies sich ein Strom von I = 100mA. Dies bedeutet theoretisch pro parallel geschaltetem Transistorzweig Ic = 50mA.

Die Basis-Emitter-Spannungen für einen bestimmten Kollektorstrom können bis zu ±50mV untereinander streuen. Dadurch ergeben sich praktisch unterschiedliche Ruheströme der einzelnen Leistungstransistoren. Durch geeignete Wahl der Meßpunkte X, Y wird gewährleistet, daß der Ruhestrom pro Kanal nie größer als der eingestellte Wert von Ic = 100mA sein kann, unabhängig davon, wie er sich in den einzelnen Transistoren aufteilt.

Weitere Aufmerksamkeit gehört hier der Vermeidung von Störungen durch HF-Einstrahlung auf angeschlossenen Leitungen (Lautsprecherleitung). Hierfür sind das RC-Glied R13/C7 sowie die BE-Kapazitäten C8 und C11 um den Differenzverstärker verschaltet.

In der Hauptsache ist aber C9 dafür verantwortlich. Er verbindet für sehr hohe Frequenzen den nichtinvertierenden mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers. Durch die hohe Gleichtaktunterdrückung des Differenzverstärkers werden eine Verstärkung und Demodulation dieser HF-Störungen weitgehend unterbunden.

Aufgabe dieser Schutzschaltung ist es, die Endstufe bei ungewöhnlich hoher Verlustleistung davor zu bewahren, leitend zu werden. Sie stellt für das Signal, das die Treiber- und Endstufen ansteuert, einen Nebenschluß dar.

T11 und T8 haben in ihrer Verschaltung die Eigenschaften eines Thyristors. Legt man eine positive Spannung zwischen Emitter T11 und Emitter T8, so sperren T11 und T8. Durch eine positive BE-Spannung an T8 werden T8 und damit auch T11 leitend. Dieser Zustand bleibt durch die Rückkopplung (Kollektorstrom T11) erhalten. Erst durch Unterschreiten des Haltestroms geht diese Anordnung in den gesperrten Zustand über.

Diese Anordnung liegt zwischen den Punkten A-B einer Brückenschaltung. Die Brücke besteht aus den Widerstandszweigen R1018 parallel R1014 in Serie mit RL (Lastwiderstand) und R1016 parallel R1009 in Serie mit R39 und D6. Die Dimensionierung wurde auf einen Spitzenstrom pro Leistungstransistor Ic = 5,6A festgelegt. (Anmerkung: Jeder Transistor ist mit 20A spezifiziert.)

Treten nun bei positiver Ansteuerung Ströme oberhalb dieser Schwelle auf, so steht zwischen den Punkten A-B der Brückenanordnung eine positive Spannung von 0,6 V. Diese triggert den mit T8 und T11 gebildeten Thyristor. Die Ansteuerung am Ausgang geht sofort auf Null zurück. Der Verstärker versucht, veranlaßt durch die unwirksam gewordene Gegenkopplung, mit seiner vollen Leerlaufverstärkung die Spannungsdifferenz zwischen Basis T3 und Basis T5 Null werden zu lassen.

Deshalb sperrt T6. Es bildet sich ein Nebenschlußstrompfad, der in Bild 10 dick eingezeichnet ist. Durch D3 wird der Kollektorstrom von T7 auf einen unkritischen Wert begrenzt. C23 begünstigt ein schnelles Durchschalten dieser Anordnung.

Geht die Eingangsspannung gegen Null, so wird der Haltestrom des „Thyristors" unterschritten. Die Anordnung wird gesperrt.

Wird die Eingangsspannung negativ und überschreitet der Ausgangsstrom die zulässige Schwelle, so wird die für die negative Seite zuständige Thyristoranordnung T12/T9 getriggert. Der Verstärker versucht wiederum, wie schon bei der positiven Halbwelle, mit hoher Leerlaufverstärkung die Spannungsdifferenz zwischen Basis T3 und Basis T5 auszugleichen. T6 wird voll leitend.

Es entsteht ein Nebenschlußstrompfad über EC von T9 - BET12 - R002 - D1001 - R36 - D5 - R27 - R26 - T6 - R28. Durch Anordnung des „Thyristors" innerhalb einer Brücke wird ein sicheres Abschalten auch bei komplexen Lasten gewährleistet. Aus den Bildern 11, 12, 13, 14, 15 ist der Verlauf des Kollektorstromes sowie der Kollektor-Emitterspannung der Vortreiber und Endtransistoren bei Aussteuerung der Endstufe mit Rechtecksignal f = 60Hz ersichtlich.

Beschaltet ist die Endstufe mit einer induktiven Last von L = 2 mH. Aus der oberen Darstellung ist der Verlauf des Kollektorstromes ersichtlich. Die Strom- und Spannungswerte bleiben deutlich innerhalb des für diese Transistoren zulässigen SOAR-Bereiches (Safe Operating Area = sicherer Arbeitsbereich).

Bei der 30W- und 50W- Endstufe von Grundig wird ein Transistor als Schalter in der Brückenanordnung verwendet. Diese wurde in früheren Grundig TI (4/77) beschrieben.

Vergleicht man die Anwendung eines Transistors als Brückenschalter mit der eines Thyristors, so ergeben sich bezüglich Verlustleistung in den Endtransistoren bei Verwendung eines Thyristors gewisse Vorteile (Bild 16).

Nach Überschreiten des Abschaltpunktes geht der Ausgangsstrom bei 2.3 auf Null zurück. Bei 2.2 hingegen ist der Ausgangsstrom ein konstanter Wert, bis der Abschaltpunkt wieder unterschritten wird. Daraus resultiert natürlich, über die Leistung integriert, eine wesentlich höhere Verlustleistung bei gestörtem Betrieb am Leistungstransistor als bei der Verwendung eines Thyristors als Schalter. Hier bleibt die Endstufe thermisch relativ kalt.

Viele Leistungstransistoren mit hoher Kristallfläche haben die Eigenschaft, daß schnelle Spannungsänderungen an der Steuerelektrode (Basis) nur über eine gewisse Verzögerungszeit an den Ausgang übertragen werden. Es handelt sich hierbei um einen Speichereffekt von Ladungsträgern in der Basiszone.

Steuert man zum Beispiel eine Komplementärendstufe mit sehr hohen Frequenzen an (z. B. 500 kHz) - die von den Vorstufentransistoren ohne weiteres übertragen werden -, so werden die Transistoren bei Nulldurchgang der Steuerspannung, bedingt durch ihre eigene interne „Ausräumzeit", noch für eine bestimmte Zeit einen sehr hohen Kollektorstrom ziehen.

Durch die Gegenkopplung stellt sich am Lautsprecherausgang jedoch die Spannung auf „Null" ein. Dies kann nur dadurch erfolgen, daß der pnp-Transistor den gleichen Strom zieht wie der npn-Transistor, damit sich am „Brückenpunkt" (Lautsprecherausgang) die Spannung Null einstellt. Dies bedeutet aber auch, daß an den Transistoren die volle Betriebsspannung anliegt und gleichzeitig ein relativ hoher Strom fließt (siehe auch Bild 17 a-h).

Diese Verlustleistung an den Transistoren P = UCE • lc kann bereits nach kurzer Zeit durch thermische Überlastung zur „Selbstvernichtung" der Endtransistoren führen.

Um diesen Nachteil zu vermeiden, gibt es verschiedene Möglichkeiten:
Man könnte beispielsweise die Steuerspannung durch Einsetzen eines Tiefpasses bei hohen Frequenzen stark absenken. Ein Tiefpaß im Übertragungsbereich führt aber schon im Hörbereich zu Phasenfehlern, und außerdem würde der Frequenzgang eingeschränkt.

Durch eine spezielle elektronische HF-Schutzschaltung, ohne diese Nachteile, werden die Transistoren vor zu hoher HF-Aussteuerung geschützt. Hierbei wird nach Überschreiten eines bestimmten HF-Eingangspegels die Eingangsspannung der Endstufe kurzgeschlossen. Dadurch wird eine Aussteuerung der Endstufe mit höheren Frequenzen unterbunden.

Bild 18 zeigt das Blockschaltbild der „HF-Schutzschaltung". Für jeden Kanal sind je ein aktiver Hochpaß sowie ein nachfolgender Verstärker und ein Zweiweggleichrichter erforderlich.

Ein Schmitt-Trigger wird von den Zweiweggleichrichtern bei Überschreiten der Schaltschwelle getriggert und aktiviert die nachfolgenden Muting-Transistoren T203 und T204. Diese Muting-Anordnung findet in allen Grundig-Receivern Anwendung und wurde in den Grundig TI 6/77 ausführlich beschrieben.

Zur Anpassung der HF-Schutzschaltung an die Empfindlichkeit der Endstufe sind die Eingänge mit R715, C647 und R714 am linken und R716, C646 und R713 am rechten Kanal beschaltet. Der aktive Hochpaß ist mit T1 in Emitterschaltung aufgebaut. Dessen Arbeitspunkt ist durch Spannungsgegenkopplung eingestellt. Mit der Beschaltung als Hochpaß wird ein Verstärkungsanstieg von +16dB/Oktave bis 500kHz erreicht. Die Ausgangsspannung von T1 wird mittels dem in Emitterschaltung betriebenen Verstärker T2 um ca. 23,5 dB verstärkt und durch die nachfolgende Zweiweggleichrichtung (D8/D9) gleichgerichtet.

Über die Diode D201 wird die so gewonnene Gleichspannung an den Eingang des Schmitt-Triggers geführt. Die Schaltspannung des rechten Kanalzweiges wird ebenfalls über D202 entkoppelt an diesen Punkt gelegt.

Der Schmitt-Trigger ist mit T201 und T 202 aufgebaut. Sein Einschaltpunkt wird mit D207 auf ca. 6,8 V festgelegt. Die Schalthysterese wird mit R201/R202 bestimmt. Nach Überschreiten der Schaltschwelle werden T201 und T202 über die Mitkopplung R202/R201 schlagartig leitend. Die Kollektorspannung T202 von U = 21,5 V steuert die Muting-Transistoren an und schließt das Eingangssignal der Endstufe kurz.

Aus den Bildern 19,20 ist der Verlauf des Abschaltpunktes über die Frequenz für Sinus- und Rechteckaussteuerung ersichtlich.

Hierbei handelt es sich um eine dynamische Verzerrungsart, die nur in der Einschwingphase des Verstärkers auftritt.
TIM gibt Auskunft darüber, wie ein Verstärker auf plötzliche Änderung eines Signalanteiles - wie z. B. auf den harten Einsatz eines Musikinstrumentes - reagiert. Ein Verstärker, der bei Aussteuerung mit einem Sinussignal einen niedrigen Klirrfaktor besitzt, kann bei schlagartiger Signaländerung erhebliche Intermodulationsverzerrungen aufweisen. Dies weist auf einen schlechten Verstärker bezüglich Gegenkopplungsgrad, Anstiegsgeschwindigkeit und Leistungsbandbreite hin.

Wie aus Bild 6 zu ersehen ist, betragen die TIM-Verzerrungen bei der Grundig-100-W-Endstufe nicht einmal 0,01%. Der Meßaufbau ist im Prinzip aus Bild 21 zu ersehen.

GRUNDIG TECHNISCHE INFORMATIONEN 1/2-1980

Die Bilder kommen noch

Bild 1 Schnittzeichnung des Endstufenmoduls
Bild 2 Gesamtansicht des Endstufenmoduls
Bild 3 Ersatzschaltung der Endstufe
Bild 5 Klirrfaktor der 100-Watt-Endstufe in Abhängigkeit von der Ausgangsleistung
Bild 4 NutzbarerArbeitsbereichdesBD745 C
Bild 6 TIM-Verzerrun-gen des 100-Watt-Verstärkers
NF-Spektrum: 3,15 kHz Rechteck, 15 kHz Sinus, Ua = 17,9V^80Watt Amplitudenverhältnis Rechteck: Sinus =4:1
Bild 7 Rechteckverhalten bei f = 20 Hz, t = 10ms/sec, U = 10V/cm, R, = 4Ohm
Bild 8 Rechteckverhalten bei f = 10 kHz, t = 20us/cm,U = 10 V/cm
Bild 10 Schaltungsauszug „Kurzschlußautomatik"
Bild 9 Rechteckverhalten bei f = 20 kHz, t = 10(is/cm,U = 10 V/cm
Bild 10 zeigt einen Schaltungsausschnitt, in dem die Kurzschlußautomatik der positiven Halbwelle enthalten ist.
Bild 16 Vergleich Transistor/Thyristor als Schalter
Bild 17 Vereinfachter Signalverlauf an den Endtransistoren bei hohen Frequenzen
a) Steuersignal (Basisspannung)
b) Spannung am Lautsprecherausgang
c) C-E-Spannungannpn-Transistor
d) C-E-Spannungampnp-Transistor
e) Kollektorstrom des npn-Transistors
f) Kollektorstrom des pnp-Transistors
g) Leistungsverlauf am npn-Transistor (betrifft nur die zusätzlichen Verlustleistungen, hervorgerufen durch Hochfrequenzansteuerung)
h) Leistungsverlauf am pnp-Transistor
Bild 18 Blockschaltbild „HF-Schutzschaltung"
Bild 19 Verlauf des Abschaltpunktes über die Frequenz bei Sinusaussteuerung
Bild 20 Verlauf des Abschaltpunktes bei Rechtecksteuerung
Bild 21 TIM-Meßprinzip